0 引言
功率放大器是无线通信系统和雷达系统的关键部件。随着氮化镓技术的发展,GaN HEMT因其具备高工作电压、高功率密度、工作频带宽、抗辐射能力强等优异性能而成为下一代微波功率器件的研究热点[1]。当GaN HEMT应用于无线通信系统和雷达系统时,功率放大器、散热系统和电源的尺寸都能得以减小,可以使系统小型化,并具备较好的环境适应性。近些年来,GaN微波功率放大器已被广泛开发,并被报道应用于X波段雷达系统[2-13]。但在目前关于X波段GaN微波功率放大器的相关报道中,具有宽带宽的GaN微波功率放大器[2-7]多为单片微波集成电路,实现的输出功率通常为100 W以下,输出功率相对较小;而达到200 W以上高输出功率的GaN微波功率放大器[8-13],其工作带宽则相对较窄;在X波段,同时具备宽带宽及高输出功率的GaN微波功率放大器仍然较少。
对此,本文基于南京电子器件研究所自主研制的一款10.8 mm GaN HEMT,通过四胞合成的方式设计实现了一款宽带高功率GaN内匹配功率放大器,在具有高输出功率的同时拓展了带宽,在8.0～11.0 GHz频带内,输出功率达到200 W以上,功率附加效率37.3%～43.1%。
1 GaN HEMT管芯的选取
管芯是功率放大器件的关键元器件,管芯的性能决定了功率放大器性能的上限,所以在展开功率器件的设计工作前,需要根据预期指标选择合适的管芯。
南京电子器件研究所基于0.5 μm GaN HEMT工艺平台自主研制了一系列GaN HEMT。其在漏极电压为40 V、工作频率为X波段时可达到7 W/mm的输出功率密度。而本文中设计的功率放大器工作在8.0～11.0 GHz的频率范围内,相对带宽达31.6%,属于宽带器件且工作频率比较高,导致器件的带内匹配状况较差、损耗较大。为了确保整个工作频带内单路的输出功率大于50W,最终选择南京电子器件研究所研发的一款10.8 mm GaN HEMT作为功率放大器的有源器件,该GaN HEMT管芯的物理尺寸为3.5 mm×0.7 mm,其俯视图如图1所示。
图1 10.8 mm GaN HEMT 俯视图
Fig.1 Top view of 10.8 mm GaN HEMT
图2所示为10.8 mm GaN HEMT 的伏安特性曲线,根据不同栅电压下,漏极电流-漏极电压的变化曲线,设定栅极电压偏置在-2.4 V。因为高电压工作条件下器件具备较高的输出阻抗,从而可以在较宽的频带内实现较高的功率密度及功率增益,设定器件漏极电压为40 V,并实测得到晶体管的击穿电压满足3倍以上工作电压[14]。
图2 10.8 mm GaN HEMT I-V 特性曲线
Fig.2 I-V characteristic curves of 10.8 mm GaN HEMT
2 宽带放大器的设计
宽带功率放大器电路设计的重点在于输入、输出阻抗匹配网络的设计和优化。设计输出阻抗匹配网络时,因为GaN器件可达到7 W/mm的输出功率密度,这使得管芯的输出阻抗受热效应影响显著。所以目前提取GaN器件的输出阻抗模型时主要采用负载牵引(Load-Pull)方法,以提高仿真设计的精度[15]。
由于负载牵引测试系统设备的限制,直接对10.8mm GaNHEMT进行在片测试容易自激烧毁管芯。所以在漏极电压40 V、输入功率22.5 dBm(0.178W)的测试条件下,对同一生产批次、相同版图的单胞0.4mmGaN HEMT进行负载牵引。测试所得数据如表1所示,其中,Pout,max为测试得到的最佳输出功率阻抗点,PAEmax为最佳功率附加效率阻抗点,Z、Pout和PAE为最佳功率阻抗点和最佳效率阻抗点对应的阻抗值、输出功率和功率附加效率。
表1 9.5 GHz负载牵引测试数据
Table 1 Load-Pull results at 9.5 GHz
ZPout/dBmPAE/%Pout,max0.74+j1.334.8241.57PAEmax0.71+j1.734.5645.90
图3所示为晶体管输出阻抗匹配电路框图。其中,将管芯的输出阻抗等效为输出电阻与输出电容的并联电路。在PAEmax和Pout,max之间折中取舍后,对负载牵引测试所得阻抗值进行换算,可以得到0.4 mm GaN HEMT管芯输出阻抗并联模型中的电容值和电阻值。然后通过并联扩展可以得到大栅宽GaN HEMT管芯的输出阻抗。最终优化得到10.8 mm GaN HEMT的等效输出电阻值和等效输出电容值依次为6.48 Ω和4.32 pF。
图3 晶体管输出阻抗匹配电路框图
Fig.3 Schematic diagram of transistor output impedance
输入匹配网络以实现最佳增益匹配为目标,设计输入匹配时,可以通过在片测试提取0.4 mm GaNHEMT管芯的 S 参数来表征器件的小信号性能。
然后便是在有限的封装面积内进行宽带输入输出匹配网络的设计。在进行宽带阻抗匹配时,采用多级阻抗变换结构、巴伦结构或其他宽带匹配结构都可以满足功率和带宽的需求,但都需要遵循Bode-Fano准则,以解决阻抗匹配电路的带宽指标和阻抗匹配网络的阶数间的矛盾。对于具有并联RC负载阻抗的网络,Bode-Fano准则中的宽带匹配公式可表示为:
式中: Γ(ω)为无耗匹配网络的反射系数。式(1)表明随着阻抗匹配网络的频带宽度增加,反射系数的模会变差,式(1)也可以表示为:
式中: |Γ|min为功率放大器工作频带内最小反射系数的模;Q为输出阻抗的品质因子;BWFano为的相对带宽[16]。在Γ=0.2(VSWR=1.5)时计算可得,为实现31.6%的相对带宽,品质因子Q需小于6.2,本文中选用的10.8 mm GaNHEMT管芯满足该设计需求。
当器件工作于高频区域时,品质因子Q比阻抗变换比(有限阻抗变换器)对带宽的影响程度更显著[17],所以在通过商用软件ADS对总阻抗匹配网络进行优化时,可以主要优化管芯输出阻抗的品质因子,次要优化各级阻抗变换电路的阻抗变换比。
3 内匹配电路的设计与实现
应用内匹配技术可以使管芯及各部分电路之间在信号相位和幅度上获得平衡,并对参与内匹配的各胞管芯进行功率分配和功率合成,且能有效提升管芯的输入/输出阻抗的实部。本文中设计的功率放大器的内匹配电路可以分为单胞管芯匹配电路和带阻抗变换的四路功率分配/合成电路两部分。
图4为单胞匹配电路拓扑结构图。因为单胞10.8 mm栅宽管芯的输出阻抗中实阻抗部分较小、宽带匹配电路的设计难度较大,所以在对单胞管芯进行输入、输出匹配电路设计时将其等效为两个5.4 mm小栅宽管芯的并联,可以有效降低匹配电路的设计难度。
图4 单胞匹配电路拓扑结构图
Fig.4 Topology of the single-cell matchedcircuit
输出匹配网络以实现最大功率传输为目标,先使用一级L-C匹配网络提升管芯的输出阻抗,然后通过多级微带结构拓展带宽,并将管芯输出阻抗匹配至15 Ω,再通过两路威尔金森功率合成器完成单胞输出匹配网络的合成。
输入匹配网络以实现最佳输入驻波为目标,采用与输出匹配网络类似的结构,区别在于电路优化的目标不同,同时为了提升电路的稳定性,在管芯的输入端添加串联小电阻,适当降低电路增益以抑制自激。
图5所示为功率放大器的整体匹配电路拓扑结构图。完成单胞管芯匹配电路的设计后,通过图5所示的带阻抗变换的四路功率分配/合成器对四胞管芯进行功率分配/合成,其端口阻抗设置为15 Ω,经过优化后的三节λ/4微带线,将管芯的输入输出阻抗最终匹配到50 Ω。
图5 四胞匹配电路总体拓扑结构图
Fig.5 Overalltopology of the four-cell matched circuit
基于以上分析,结合仿真结果,对内匹配电路进行合理的布局后,制备了所设计内匹配功率管的功率分配/合成电路及陶瓷电容,布局详情如图6实物照片中所示。
图6 实现的内匹配功率管照片
Fig.6 Photo of realized Internally matched transistor
由于器件工作在X波段,单胞管芯匹配电路中的电感值很小,一般采用键合金丝实现,电感值为:
式中:n为金丝根数;l为金丝长度;s为金丝间距;D为金丝直径,本文器件所用金丝直径为25 μm。
匹配电路中的电容实现在高介电常数陶瓷基板上,介电常数为85,厚度为180 μm时,通过双面镀金得到的电容值为:
式中:K为修正因子,在X波段中通常可取为1.5;εr是陶瓷材料的相对介电常数;ε0为真空介电常数;a和b分别为所实现平板电容的长和宽;t为介质层的厚度。
单胞匹配电路中的多级微带结构也实现在介电常数为85,厚度为180 μm的高介电常数陶瓷基板上。
考虑到封装尺寸限制,单胞管芯输入匹配网络中的两路威尔金森功率分配器实现在介电常数38、厚度180 μm的陶瓷基板上,而输出匹配网络中的两路威尔金森功率合成器则实现在电常数9.9、厚度380 μm的低介电常数陶瓷基板上。
因为需要承受高工作电流,带阻抗变换的四路功率分配/合成器采用低介电常数陶瓷材料并增加介质层厚度以增强器件的可靠性,介电常数为9.9,厚度380 μm。
将管芯和各部分内匹配电路合理排布后,通过300 ℃的金锡焊料烧结在金属陶瓷封装内中以降低热阻,再采用金丝键合工艺连接各部分电路,完成装配。在调试过程中,首先通过矢量网络分析仪分析调试功率放大器的线性小信号增益和电压驻波比,通过引入电路调配块和调整金丝,可以适当改变输入匹配电路的电容和电感值。然后在大信号工作状态下对输出匹配电路进行调节,以确保功率放大器的输出功率达标并尽可能提高频带内的功率附加效率,最终实现的宽带内匹配功率管的正面照片如图6所示。封装尺寸为30.8 mm×27.4 mm。
完成内匹配电路的设计后,对内匹配功率管进行小信号S参数电路仿真,以便与后续测试结果进行对比,其结果如图7所示。在漏极电压为40 V、栅极电压为-2.4 V时,该器件于8.0～11.0 GHz频带内,小信号增益大于12.8 dB,最大增益达到13.5 dB,输入回波损耗S11小于-10 dB。
图7 小信号S参数仿真结果
Fig.7 Simulation results of small signal S-parameter
4 射频性能测试
在测试条件为漏极电压40 V、栅极电压-2.4 V和输入功率-10 dB时,本文内匹配功率管的小信号S参数测试结果如图8所示,频带内小信号增益大于12 dB,最大增益达到13.2 dB,带内输入回波损耗小于-8 dB。
图8 小信号S参数测试结果
Fig.8 Measurement results of small signal S-parameter
由图7和图8对比可得,实测所得S21和S11与仿真结果大体一致,但频带内小信号增益测试结果比仿真结果平均劣化0.6dB左右,带内增益平坦度劣化0.5 dB。一方面是因为仿真时没有考虑测试夹具和装配过程中引入的干扰和损耗,另一方面则是仿真设计条件较为理想化,实际电路的损耗会有所增加。
图9—图11所示为功率放大器大信号测试结果。设定测试条件为:漏极电压40 V、栅极电压-2.4 V、脉冲宽度100 μs、占空比10%。
图9 9.5 GHz 处输出功率、增益随输入功率变化曲线
Fig.9 Power,Gain as functions of input power@9.5 GHz
图9所示为内匹配功率管在中心频率9.5 GHz处输出功率和增益随输入功率变化的曲线。分析图9可得,在输入功率达到45.0 dBm(31.6 W)时,输出功率可达54.2 dBm(263 W),此时功率放大器的增益压缩了4 dB左右,达到饱和状态。
图10所示为内匹配功率管的输出功率和功率附加效率随工作频率变化的曲线。在8.0～11.0 GHz频带内,输入功率为45.0 dBm时,带内最小输出功率为53.02 dBm(200.5 W),带内峰值输出功率达到54.2 dBm;带内功率附加效率均高于37.3%,最大功率附加效率达到43.1%。从图11则可以看出,带内最小功率增益为8.02 dB,在9.6 GHz处达到最大功率增益9.2 dB。
图10 输出功率、功率附加效率随工作频率变化曲线
Fig.10 Power,PAE as functions of frequency
图11 功率增益随工作频率变化曲线
Fig.11 Gain as functions of frequency
表2为本文实现的内匹配功率管与一些国内外相近报道的性能指标对比。文献[2-3]中设计的功率放大器工作带宽较宽,但其输出功率均未达到100 W以上;文献[8-9]中功率放大器的输出功率均达到了百瓦量级,但其带宽较窄,相对带宽在17%以下。总的来说,本文所实现的内匹配功率管为国内外较早在X波段输出功率达200 W的同时、相对带宽拓展至31.6%的GaN微波功率器件,能够同时满足宽频带和大功率工作的需求,有助于减少雷达发射机的尺寸、质量和功耗。
表2 相近频率GaN HEMT内匹配功率管性能参数比较
Table 2 Characteristics comparison of GaN HEMTinternally matched transistors at similar frequency
ReferenceBW/GHzRBW/%Pout/Wηadd/%G/dBThiswork8.0～11.031.620037.39.2[2]8.5～10.521.15352.012.1[3]8.0～12.040.05640.022.7[8]8.5～10.016.231037.010.2[9]9.5～10.510.032238.99.2
5 结论
通过射频性能测试结果分析,将本文功率放大器与相近频率混合/单片微波集成电路功率放大器的性能进行综合对比,得到如下结论:
1)基于混合微波集成电路,设计时在单胞管芯匹配电路中复合应用多级微带阻抗变换器和L-C匹配网络,并通过多级微带阻抗变换网络实现宽带功率分配/合成网络,成功将X波段内匹配功率管的带宽拓展至8.0～11.0 GHz,后续还可以通过进一步优化匹配电路以实现更宽的带宽。
2)本文基于0.5 μm GaN HEMT工艺研制了一款宽带高功率内匹配功率放大器,其在8.0～11.0 GHz频带内实现了200 W以上的输出功率,能够同时满足宽频带和大功率工作的需求,在国内外X波段相关报道中首次达到该指标。后续还可以通过优化功率管芯的结构以实现更佳的功率放大器性能,有利于雷达系统的集成化与一体化发展。
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