全球定位系统GPS(Global Positioning System，GPS)是由20世纪70年代美国陆海空三军联合研制的新一代卫星定位系统，它以24颗卫星为基础，可为陆海空三大领域提供全天候、全球性的实时导航服务。GPS接收机是用户接收GPS信号的主要工具，它的主要任务是接收GPS卫星发射的信号，以获得必要的导航和定位信息参数。因为GPS卫星处于2 020 km的椭圆形轨道上，为了降低造价和延长卫星寿命，GPS卫星播发给用户接收机的信号十分微弱。再经大气电离层衰减，建筑物遮挡等不利环境因素，到达地面的平均强度只有-160 dBw，比常见电视天线接收机功率还要低约10亿倍。极其微弱的信号对GPS接收机的设计提出了很高的要求，尤其是接收机灵敏度与动态范围需与GPS信号特征相适应[1]。
射频前端作为接收机的重要组成部分，主要功能是将接收到的GPS卫星信号经前置滤波器和放大器的滤波放大后，再与本机振荡器产生的正弦波本振信号进行混频而下变频成中频(IF)信号[2]，最后经模数(A/D)转化器将中频信号转变成离散时间数字中频信号。
本文在超外差电路结构的基础上设计了GPS射频前端电路，第1节提出了设计预期技术指标。针对GPS信号特点，在第2节中基于ATF54143设计了适用于接收机前端电路的低噪声放大器。第3节仿真测试了射频前端电路整体的灵敏度、噪声系数、动态范围，截断点等参数。通过比对系统三阶截断点与噪声系数关系，选取最优组合，减小了双音强干扰信号生成的杂散信号对电路的影响，同时兼顾了接收机噪声系数。
1 射频前端电路总体设计
系统主体采用“超外差”结构，总体设计如图1所示。由于接收机天线接收到的信号中除有用信号外还包括环境噪声信号，首先将GPS信号与环境噪声信号同时经过前置滤波器滤除带外干扰信号；后经前置低噪声放大器进行放大，该放大器须具有高增益和较小的噪声，它关系到整个系统的噪声系数[3]。将低噪声放大器输出的信号送入三级混频器，第一级混频将接收到的GPS卫星信号从射频L1下变频到175.42 MHz,再通过随后的两集混频将信号进一步下变频到35.42 MHz和4.309 MHz,三级混频器的本振依次为锁相环提供1 400 MHz，140 MHz和31.111 MHz的振荡信号。锁相环参考时钟为本地10.23 MHz晶振信号，与卫星时钟基准频率一致。
射频前端设计目的是为了信号能够顺利进入后续处理电路。由于热噪声和干扰噪声的有效电平在模数转换器(ADC)输入端应稳定维持为常数，因此有必要在ADC之前加装自增益控制元件(AGC)[4]。当射频干扰发生时，AGC就会快速降低增益，使ADC输入端维持在最初的有效电平上，避免了干扰对后续电路的影响。同时保证在不影响调谐器模块总增益的情况下，实现二次增益调节。
图1 射频前端系统总体设计框图
GPS射频前端电路主要存在3种典型的拓扑结构，分别为零中频结构、低中频结构和超外差结构。零中频结构元件少、功耗低、抑制镜像信号干扰能力强，但其本振信号会泄露到射频信号入口，从而使输出产生直流分量，掩盖混频输出信号，导致后级电路无法工作；低中频结构将信号下变频到较低中频处而非基带，使直流失调得到了有效控制，但它抑制镜像信号的能力有限，不适用于GPS接收机；超外差结构有效解决了原来高频放大式接收机输出信号弱、稳定性差的问题，使输出信号具有较高的选择性和较好的频率特性，同时，采用多级超外差式结构和外接的高Q值与大阶数滤波器可有效抑制镜像信号，同时抑制了相邻信道的干扰[5]。
综上所述，超外差式结构虽然电路复杂，但无直流失调问题且镜像抑制能力强，可以通过选择合适的滤波器来获得精确的选择性与更高的灵敏度。综合三种接收机优缺点，超外差式结构稳定性与可靠度明显优于其他两种。故本接收机射频前端电路采用超外差结构。
GPS接收机射频前端电路主要技术指标包括灵敏度、系统系数、工作频段、中频输出功率、中频输出频率、动态范围等。射频前端技术指标的选择对整个整个接收机性能至关重要，将直接影响到后续信号处理。接收机射频前端电路设计指标见表1。
表1 射频前端电路主要指标
工作频段/MHz1500～1600灵敏度/dBm>-133噪声系数/dB6.5动态范围/dB130无杂散动态范围/dB100中频输出频率/MHz4.309中频输出功率/dBm0
2 低噪声放大器设计
低噪声放大器是射频前端电路中的关键部件，主要实现对输入小信号的放大，同时避免引入额外噪声。本节采用源极串接负反馈的方法，设计了一种适用于GPS接收机射频前端的低噪声放大器。放大器使用Avago公司生产的ATF54143晶体管为主要器件，根据直流工作点设计了相应的偏置电路。通过仿真分析确定了负反馈的电感值，使放大器具有较高的稳定性与较低的噪声系数，保证了射频前端整体的可靠性。设计的低噪放总体参数如表2所示。
表2 低噪声放大器总体参数
中心频率/MHz1575.42增益/dBm17.45输入端S11/dB-14.139输出端S22/dB-11.826带宽/MHz100噪声系数/dB0.393
1)偏置电路设计
在ADS中添加直流源对晶体管进行直流工作点扫描，得到晶体管Udd=5 V，Uds=3 V，Ids=40 mA,根据直流工作点设计其偏置电路，如图2所示。偏置电流ID设计为40 mA，偏置电阻R1=334 Ω,R2=39 Ω。
图2 低噪声放大器偏置电路设计线路图
2)稳定性分析
当稳定性判别系数K>1时，晶体管处于稳定状态。对放大器进行最大增益与稳定性判别系数仿真。未加负反馈情况下，在1.57 GHz时，K<1,晶体管处于不稳定状态。对电路进行优化，在源极串接负反馈电感，并在电源部分添加扼流电感与旁路电容阻隔射频信号，电感和电容选用Murata公司生产的LQG系列电感与GRM系列电容。调节负反馈电感值，使电路达到最佳稳定状态，此时负反馈电感值为0.37 nH。图3、图4是晶体管最大增益与稳定性系数K随频率变化曲线。由图3可知，此时晶体管最大增益为17.45 dB。由图4可知，电路优化后，在1.56 GHz时，K>1,晶体管稳定。在实际电路中，反馈型电感通常使用微带线等效，便于制作与焊接。
3)噪声系数分析与输入匹配
对放大器的最小噪声系数进行仿真，同时使晶体管输入端满足最佳源反射系数要求。通过Smith圆图完成输入阻抗匹配，调节微带线长度，补偿由于隔直电容造成的噪声最优化点偏移，在直流电源处加入滤波电容，对电路进一步优化，得到最小噪声系数与输入反射系数，如图5、图6所示。当频率为1.56 GHz时，最小噪声系数为0.393 dB，输入端S11为-14.309 dB。
图3 晶体管最大增益随频率变化曲线
图4 晶体管稳定性判别系数随频率变化曲线
图5 放大器最小噪声系数仿真曲线
图6 放大器输入端S11仿真曲线
3 射频前端系统行为级仿真与分析
根据总体设计框图，利用ADS软件搭建的系统仿真如图7所示。
图7 接收机射频前端电路ADS仿真示意图
3.1 频带选择性仿真与系统链路预算分析
对接收机进行频带选择性仿真，结果如图8所示。由图8(a)可知，接收机在滤波器中心频率处增益为39.53 dB。在偏离中心频率230 MHz处约有57 dB左右的衰减。由图8(b)可知，射频前端电路通带内波动不超过0.3 dB，系统稳定性良好。
图8 粗细宽带下仿真结果
在交流分析中，对接收机进行系统预算增益仿真，输入信号功率设置为-130 dBm，结果如图9所示。图9显示了系统总体增益在电路各个模块中的分配情况。由图9可知系统总体增益为130 dB。输出中频信号经接收端AGC元件处理后，功率接近0 dBm，这说明系统具有良好的稳定性。
3.2 系统噪声系数与灵敏度分析
对于多个二端口网络级联成的系统，系统的总噪声系数可以表示为：
(1)
式(1)中: Fn为第n级的噪声系数；GAn为第n级的增益。
由此可以判断，系统第一级增益和噪声系数对整个系统的噪声系数影响较大，这是因为后一级的噪声系数被前一级的增益削弱而减小了。因此，减小总噪声系数的关键在于减小第一级的噪声或增加第一级的增益。在第2节中，设计的低噪声放大器可有效降低系统噪声系数。
图9 系统链路预算仿真结果
对系统进行噪声系数分析，仿真结果见图10。由图10可知系统噪声系数随输入功率在6.5～7 dB之间波动。当输入功率达到-130 dBm(GPS信号到达地面的平均强度)时，噪声系数为6.5 dB。
图10 系统噪声系数仿真结果
接收机灵敏度可用公式表示为：
(2)
式(2)中: BW为接收机带宽，取1 kHz；噪声系数NF由图6取
计算可得系统灵敏度为-132.5 dBm，符合系统设计指标。
3.3 动态范围与1 dB压缩点
3.3.1 线性动态范围与1 dB压缩点
当信号在系统中功率由理想状态下降为1 dB时，即为1 dB压缩点(P1 dB)，压缩点越高意味着输出功率越高。输入一个可变功率来测试射频前端电路的1 dB压缩点，仿真结果如图11所示，由m2点可知系统的P1 dB为1.215 dBm。
接收机动态范围(DR)是指接收机能够对接收信号进行检测而又使信号不产生失真的输入信号大小范围,它与1 dB压缩点的关系是[8]：
DR=P=P1 dB-S
(3)
式(3)中，S为接收机灵敏度，由本文3.2节取-132.5 dBm。由此可以计算出该系统的动态范围DR=133.715 dBm,满足设计指标要求。
图11 射频前端电路1 dB压缩点仿真结果
3.3.2 无杂散动态范围
无杂散动态范围(SFDR)指两个等幅双音信号输入时，接收机从最小可检测输入信号(MDS)到还未产生三阶互调响应处之间的动态范围。SFDR描述了当GPS信号中存在大的干扰信号情况下，对功率较低的有用信号的处理能力。最小可检测信号(MDS)决定了SFDR的下限功率PL，其定义为：
PL=MDS=-171 dBm+NF+10lgBW
(4)
上限功率Pm的界定方法为：当最小可检测信号MDS的功率等于输入端所加两个信号在输出端产生的三阶互调量的功率时，输入端的等幅双音信号的功率值就是无杂散动态范围的上限，最小可检测信号的另一种定义方式为：
MDS=3(Pm)-2(IP3)
(5)
上限率Pm与下限功率PL之差记为SFDR，根据式(4)和式(5)求得：
(6)
式(6)中，BW为接收机带宽，取1 kHz。代入参数值，算出SFDR为100.8 dB，可见系统在较大干扰的情况下仍具有对有用信号较强的处理能力。
3.4 三阶截断点优化设计
当两个一定频率的强干扰信号进入接收机的输入端后，这两个信号因有源器件的零线性作用会产生混频，生成杂散信号，被称为互调产物。当互调产物落入通频带内，则会形成干扰信号产生非线性失真。
一般情况下，二阶和三阶互调失真影响较大。二阶互调产物一般选用带通滤波器构成的射频前端预选器滤除[9]，三阶互调可以通过减小滤波器带宽来降低对接收机的影响，但在射频前端采用的预选滤波器的相对带宽下限一般为20%，实现带宽很窄的射频滤波器非常困难[10]。在GPS接收机中，通常用三阶截断点作为衡量系统线性度与失真的重要指标。
在接收机射频前端输入两个等幅双音信号，频率分别为1 575.42 MHz和1 227.6 MHz，对应GPS信号的两个频段。图12中，功率单位取对数，曲线a与b分别为弱非线性系统付氏频率响应的基波分量和三次分量，将两条曲线线性部分延长，交点即为三阶截断点，读出交点处输入功率为16.754 dB，即为系统等幅双音信号互调输入的三阶截断点。
三阶截断点越高，则带内强信号互调产生的杂散响应对系统的影响就越小[11]。由仿真结果发现，随着交调点的升高，系统的噪声系数也会随之升高。通过调节频带内电路低噪声放大器的增益与噪声系数，得出三阶截断点与系统噪声系数的关系，如图13所示。当噪声系数为6.5 dB时系统三阶截断点约为16.5 dB，电路设计过程中，在选取合适的噪声系数后还需判定三阶截断点是否在系统可承受的范围内。一般可采取折中的方法以兼顾接收机的噪声系数和三阶截断点。使整个系统既有较低的噪声系数，又有良好的抗干扰能力。
图12 三阶互调失真特性测试曲线
图13 三阶截断点与系统噪声系数关系曲线
4 结论
1)在超外差电路结构的基础上设计了GPS射频前端电路，仿真结果显示电路线性度好、灵敏度高、动态范围大，适合于接收到达地面的低功率GPS信号。
2)源极串接负反馈的方法可有效提高低噪声放大器晶体管的稳定性，实际电路设计中常用微带线代替负反馈电感，通过调节微带线长度优化放大器噪声系数。低噪声放大器的设计对射频前端电路整体性能至关重要。
3)考虑射频前端电路三阶互调失真时要兼顾接收机噪声系数，可由三阶互调失真特性仿真曲线调节电路参数，生成与噪声系数的最优组合。避免接收机因互调产物的减少而带来较大的噪声系数。在以后设计该类电路中值得关注。
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