1 引言
遥测多通道采编器主要对试验中飞行器的状态数据进行采集与编帧，并传送至地面测控台[1]。鉴于采编系统朝着智能化、微小型以及高速信号处理等方向发展，对采集信息量、种类以及码率提出很高要求，更对采集信息的准确性和稳定性提出了挑战，因此，高稳定性的采编器研制显得尤为重要[2]。
目前，许多采编设备方案中，针对扩展采集通道、提高采集精度与码率进行了研究与实现，例如文献[3]设计了基于FPGA的屉式采集模块，通过增加采集板卡数目实现采集路数的扩展；文献[4]对S型热电偶测温电路进行冷端自动补偿，并设计拟合校正算法，实现了优于±2%的测温准确度；文献[5]在ZYNQ系列芯片ARM+FPGA构架上，实现了基于SRIO总线的回环高速数据传输。本文在保证设备采集通道与精度的基础上，就软硬件分别进行优化设计，添加隔离缓冲和滤波网络作为ADC驱动电路，设计模拟开关选通逻辑与ADC采样控制时序，实现了稳定性提升，并进行了可靠性验证。
2 整体方案设计
采编器采取模块化设计思路，包括供电层、采集层和主控层，每层板卡内嵌于工装中以屉式结构叠加组成，彼此使用三通连接器实现交互，图1为设备组成框图。28 V供电经EMI滤波后，由DC/DC模块转换为+5 V电压为设备供电[6]。采集层的输入模拟量经信号调理及采样量化处理后，在主控层进行数据编帧并传输至地面测控台。选用Spartan-6系FPGA作为主控制芯片，其功耗低、速度快、具有较多宏单元和输入输出引脚，内部集成18Kb Block RAM、第二代DSP48A1 Slice和SDRAM存储器控制器，可减少硬件成本，缩短设计周期，在高速信号处理方面更可靠[7]。
图1 设备组成框图
Fig.1 Block diagram of equipment composition
3 硬件设计
3.1 采集电路设计
图2为采集电路原理设计框图，由模拟量调理电路模块、模拟多路复用器通道切换模块和A/D转换模块组成，A/D转换模块中包含驱动电路。模拟多路复用器选用ADG706，导通电阻小、切换速度达60 ns、-3 dB带宽高达25 MHz，实现64路不同频率模拟采集通道的切换[8]。ADC芯片选用单通道16位采样的AD7621，快速模式采样率为2 MSPS，适用于异步转换速率场合，采用8 bit并行接口模式，节省I/O口资源。信号CNVST的下降沿触发采样转换，BYTE信号控制实现分时输出A/D转换后数字量的高八位与低八位。
图2 采集电路原理设计框图
Fig.2 Design of acquisition circuit
3.2 采集输入端干扰模型分析
多通道传输信号之间主要有电场耦合与磁场耦合2种形式的干扰，磁场耦合多见于高速数字电路，采集层模拟量调理电路属于低速模拟电路，电场耦合占主要因素[9]，着重考虑电场耦合带给运放的干扰影响。
承载不同信号电位的两平行导体之间存在分布电容，信号或能量在电路不同结点之间传递，产生耦合噪声。平行导体产生的分布电容C用式(1)表示：
(1)
式中：ε为介质的介电常数； L为较短的导体长度；D为导体中心距离；d是导体直径，长度单位均为mm。当D/d>3时，式(1)化简为式(2)形式：
(2)
图3为运放输入端噪声耦合模型电路图，导线a载有其他电平信号或干扰源Ui，导线b为运放输入端，Ri为运放输入阻抗，C2为导线b对地的分布电容，干扰源Ui引起的干扰通过分布电容C1耦合到运放输入端，产生输入噪声Vi。
图3 运放输入端噪声耦合模型电路图
Fig.3 Operational amplifier input port noise coupling model
若Ui为单一频率干扰噪声，可根据图3得到：
(3)
若导线a载有的电平信号Ui是随机噪声，进入运放后为线性系统响应，设Ui的功率谱密度函数为SUi(f)，得到式(4)，为运放输入干扰Vi的功率谱密度函数：
(4)
当分布电容C1、C2恒定，伴随干扰源Ui的频率 f 增加，输入阻抗Ri增大，运放输入端的电场耦合噪声就越大，因此，应用于电场噪声较大的场合时，放大器输入阻抗一般不宜过高。
3.3 调理电路抗干扰设计
经过对电场耦合干扰原理及影响因素分析，设计图4所示电路，作为传感器0～5 V输入模拟量的调理电路。对地电阻R1降低输入阻抗，抑制电路中潜在的以及多通道之间的耦合噪声，减小耦合噪声的干扰；保护电阻R2削弱电路中电压电流突变对运放造成的冲击，按(Vin-Vs)/R2≤5 mA选取，其中Vs为运放供电电压。
图4 模拟量调理电路图
Fig.4 Analog conditioning circuit
电压跟随器对信号进行阻抗变换和隔离缓冲，避免后级电路干扰或者故障影响到信号源[10]。系统为5 V供电电压，因此，选择具有轨到轨输入输出特性的运放作为电压跟随器，还需具备单位增益稳定、极低失调电压、宽信号带宽和低噪声等指标要求，优先选择含4路放大器的运放，对于多通道采集能降低布板难度，节约印制电路板面积。
调理电路中电阻R2、电容C1和运算放大器构成截止频率fH为159 kHz的一阶有源低通滤波器，消除取样时拾取的高频噪声，输入信号转换为有限带宽。电阻Rx为补偿电阻，防止运放驱动容性负载能力不足而引起的过冲或振荡现象。
在图4中模拟量调理电路输入方波信号，利用示波器抓取输入信号Vin得到图5所示通道1波形，此时耦合干扰较大，噪声峰值为302.790 mV；抓取经过模拟量调理电路后的Vout信号得到图6所示通道2波形，噪声峰值降为21.541 mV，传输质量明显改善。
图5 信号Vin波形图
Fig.5 Waveform of signal Vin
图6 信号Vout波形图
Fig.6 Waveform of signal Vou
3.4 A/D转换器驱动电路设计
模拟信号多路开关切换通道前后会有振荡或过冲现象，不利于A/D转换准确进行，为提高转换精度，在转换前端进行隔离缓冲设计，并添加低通抗混叠滤波，如图7所示。
图7 隔离缓冲和滤波电路图
Fig.7 Isolate buffer and filter circuits
对于模拟量调理电路中的运放选型与此处有些不同，此电压跟随器仅为单路，优先考虑高速特性、建立时间与功耗等参数。所选用的运放建立时间为125 ns、压摆率30 V/μs、电源电流仅为800 μA且具有低失真特性，尤其适合做ADC缓冲器。同时运放高输入阻抗和低输出阻抗用于阻抗匹配，实现模拟开关和负载ADC芯片低阻抗的承接。前级模拟量幅值范围是0～5 V，ADC芯片基准电压是2.5 V，通过调节分压电阻R4和R5，满足ADC芯片输入电平要求。
鉴于传感器所测量的物理量为变化缓慢的温度信号，有效电压信号属于低频信号，易受旁路高频干扰而形成信号混叠，因此ADC芯片前端设计了RC低通抗混叠滤波电路，能有效抑制反冲噪声和带外噪声，提高信噪比[11]。依据干扰模型分析，为避免大电阻引起的板间串扰，R6阻值要尽量小，通过多次试验并抓波分析，当R6阻值选用15 Ω，C2容值为0.1 μF时，得到最好的抗混叠滤波效果，此时截止频率为 f =1/2πRC≈106 MHz，大于有效信号最高频率。其他应用场合也可根据此原理确定电阻与电容，首先选取阻值较小的电阻，再通过增加电容容值调整截止频率至合适范围，提高ADC芯片采集准确性。
4 逻辑层设计
尽管在硬件电路设计方面对模拟量调理电路进行了抗干扰优化设计、添加了ADC驱动电路，但由于采集通道多、模数转换速率快以及恶劣环境等因素影响，仍有时序不稳、零点漂移等问题存在，因此，软件逻辑层优化不可或缺。将查ROM表采集通道切换机制与双流水线型ADC控制时序相配合，能够提高多路模拟量采集与编帧的稳定性，之后利用软件算法对采集数据进行校正，降低零点漂移的影响，提高采集准确性。
4.1 采集通道切换机制
采集通道切换设计中，常用某一变量递增或递减，控制采集通道依次切换，针对采集多路且速率不同的应用，此方法易造成时序混乱，不利于数据编帧，无法满足高采样率要求[12]，由此设计基于FPGA查内部ROM表的通道切换机制。每片模拟多路复用器包含使能信号和4引脚地址选通，令地址选通共用内部总线，使能信号用单独总线，共8条总线可确定唯一采集通道，图8为采集层内部总线接口示意图。
图8 采集层内部总线接口示意图
Fig.8 Schematic diagram of the internal bus interface of the acquisition layer
在通道切换设计时，遵循均匀采样原则，设计数据帧格式，所有模拟开关地址按照编帧顺序进行编码，并提前写入FPGA的ROM核，ROM表数据位宽为8 bit。当地面测控台下达采集指令后，主控层FPGA控制加载ROM表中地址，选通对应通道以完成地址切换。该方法实现了帧格式设计与实际通道排列顺序的完全分离，ROM表中地址编写可根据帧格式的变动而调整[13]，具有可编程性和通用性，保证了不同频率采集通道的均匀采样。
图9为采编时序图，切换通道前一时刻为采编时序周期的起始，即切换N通道采样周期中读取的是N-1通道的量化结果。第2时刻使能模拟开关并切换至N通道，在第2时刻之前完成ROM表中N通道地址的读取；第33时刻使能CNVST引脚置低，开启N通道A/D转换；第24和28时刻控制BYTE信号，实现ADC输出高、低八位的切换；在第22和27时刻拉高wrfifo，将量化结果写入FPGA的FIFO缓存中；T35时刻，读ROM地址加1，为下一通道采集做准备，循环直至整个ROM表访问结束为止。
图9 采编时序图
Fig.9 Time sequence diagram of acquisition
如图9所示，模拟开关切换至ADC转换开始的间隔T0为1.05 μs，远大于缓冲运放建立时间125 ns，保障了采集精度。模数转换开始至该通道量化结果写入FIFO相隔时间T1为0.85 μs，满足ADC转换所需时间。相比一个采样周期中完成通道切换、采集、量化与编帧的单流水线时序，并行操作2个流程更为合理，保证了模拟开关切换后等待过冲消失与ADC采样保持与量化需要的时间，避免了由于单流水线采集可能引起的时间不充足﹑量化误差大等不可靠现象[14]，图10所示为采集流程。经多次试验验证，该ADC采集控制时序可稳定运行，采样误差小。
图10 采编流程框图
Fig.10 Flow chart of acquisition and coding
4.2 校正算法
当使用内部参考源时，模拟量采集的核心器件AD7621容易受到影响，同时运放直接耦合使静态工作点电位相互牵制，存在着零点漂移现象。利用标定原理，计算输入与输出信号间的线性关系，并测量每通道零输入时的偏移量，设计软件算法进行校正，提升采集精度。
ADC传递函数在理想情况下如图11中L1所示，实际由于偏移误差和增益误差的影响[15]，图11中L2所示的传递函数。比例系数K可通过式(5)计算：
图11 ADC传递特性曲线
Fig.11 ADC transfer characteristics
K=(Dn-Dm)/(Vn-Vm)
(5)
其中: m和n代表任意两次不同的A/D转换； Vm和Vn为第m次和第n次实际模拟量输入值；Dm和Dn为转换所得数字量结果。
软件校正后输出结果Vj可以利用式(6)计算：
Vj=(Dr-D0)/K
(6)
其中: D0为输入为0时的实际偏移量，可通过对零输入情况进行多次测量求均值而获得；Dr为实际转换结果。
设计中为提高比例系数K的精度，对多组输入输出值两两组合计算K值，之后多组结果取均值作为最终K值。
5 试验结果分析
利用地面测控台、上位机与采编器搭建测试平台，验证设备抗干扰能力和采集精度。采编器打包弹上信息通过LVDS接口传输至地面测控台，上位机获取数据并绘图，0～5 V模拟量信号分压为0～2.5 V后供ADC芯片执行模数转换，量化范围在32 768～65 535。图12为某一通道的采集测试波形，信号均值为50 857.450 0，采样分层值Δ为31.000 0(即噪声范围)，此时信噪比为20lg(50 875.450 0/31.000 0)=64 dB，一般地，信噪比大于60 dB说明设备具有较强的抗干扰能力。
图12 选定通道测试波形
Fig.12 Selected channel test waveform
利用标准信号源为采集层输入3组固定直流电压，重复多次试验，分别记录软件校正前、后的试验数据如表1所示，可看出经软件校正后采编器系统误差明显减小，满量程下采样精度达到了1‰。
表1 软件校正前后试验数据对比
Table 1 Comparison of test data before and after software correction
输入平均值软件校正前软件输出系统误差满量程误差/‰软件校正后软件输出系统误差满量程误差/‰0.499 00.514 80.015 83.160.502 60.003 60.722.500 62.487 90.012 72.542.505 50.004 90.98 4.500 14.517 80.017 73.544.502 20.002 10.42
6 结论
根据运放输入端干扰模型分析结果对模拟量调理电路进行了优化设计，增强了采编器的抗干扰能力；按照提前编写的ROM表控制采集通道切换，无需再考虑硬件电路中模拟量输入通道顺序；采样逻辑时序的优化保障了数据传输稳定性；最后对量化结果进行软件校正，提高了采集准确性。该采编器在进行稳定性优化设计后抗干扰能力大大增强，在全量程测量时，误差在1‰内，具有很高通用性，对其他采编器有较强的参考价值。
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